propsX环网接线在配电和输电中越来越常见，好处是供电可靠性高、一条线路检修或者故障时不至于整片停电。但凡事有得必有失，环网对故障测距和行波保护的挑战非常大。行波从故障点出发之后，会沿着两条或者更多路径往各个母线跑，波形里折射反射叠加得乱七八糟，传统辐射网里“一个波头一个时间戳”的玩法在环网里经常翻车。这也是我当初决定做这个三电源四段环网分布参数仿真项目的原因——先把环网里的行波传播规律摸清楚，后续做测距算法和保护逻辑才有底。
这篇文章就把我搭仿真、跑故障、读波形的全过程完整拆开讲，包括为什么一定要用分布参数模型、环网拓扑怎么建、故障时刻怎么控制、波形上的反射折射怎么认、以及我在调试中踩过的几个典型的坑。内容面向继电保护工程师、行波测距算法开发者和电力系统方向的研究生，默认你用过基本的仿真软件、了解波动方程的基本概念，但我会把关键原理和参数之间的换算关系尽量讲透，方便直接照着手搓。
1. 项目背景与方案取舍
1.1 为什么选三电源四段环网这个结构
先说拓扑。三电源、四段线路、环网，这几个词放在一起并不是随意凑的，它代表了一类非常典型的运行方式。
四段线路首尾相接构成一个闭合环，三条母线上各自接一个电源，第四条母线暂时不带电源，作为纯负荷节点或者联络节点。三种电源的容量和短路阻抗不同，正常运行时有功和无功流动就不均匀，这个不均匀会直接影响故障行波的初始幅值和传播规律。
选三电源而不是双电源，是因为双电源环网本质上只有两个波源，故障后行波传播的路径虽然在环上可以绕两个方向，但波形结构相对简单，折射反射次数有限。三电源之后情况明显变复杂：任一电源都会对故障点注入工频短路电流，同时每个电源的母线都是一个不连续的阻抗边界，行波在环上转圈时会依次经过这些边界，每经过一次就发生一次折射和反射。三电源的环网已经能逼出环网行波分析的大部分核心难点，而四段线路的长度又不至于让波形在计算窗口内反复折返太多次导致完全无法辨认，这个规模拿来研究刚刚好。
1.2 集中参数和分布参数的抉择
很多刚接触行波仿真的人会想：线路不长，用集中参数模型行不行？比如用π型等值电路，每段线路用一个串联阻抗加两个对地导纳，仿出来的故障电流电压也挺像回事儿。
这个想法在工频短路计算里完全没问题，但在行波仿真里是行不通的。行波问题的本质是电磁波沿线传播，波速大约是光速的百分之九十几，波长在线路上和线路长度是同一数量级甚至更短。集中参数模型假设电磁现象在元件内部瞬间完成、没有传播时间，这直接抹掉了行波最核心的“波头到达时刻”信息。你连波头都看不见，拿什么做测距？
所以项目里全部线路采用分布参数模型。分布参数模型把线路拆成无数个微元，每个微元都有单位长度的电阻R、电感L、电导G和电容C，波动方程在这条线路上显式求解。仿真软件里常见的有贝瑞龙模型和频率相关模型。贝瑞龙模型在关心波头到达时刻和幅值变化规律时精度足够，计算效率高、参数直观；频率相关模型对高频分量的衰减模拟得更精细，但参数设置和求解开销都大不少。我最后选择的是带频率相关特性的分布参数模型，原因后面在故障波形那一节会说——行波的高频分量衰减规律直接影响波头幅值的判据，这个信息在贝瑞龙模型里是被简化掉的。
1.3 这个仿真到底要回答什么问题
动手之前，先明确仿真目标。不是跑出一张故障波形图就算完事，核心要回答三个问题。
第一个，故障行波在环网里到底怎么走。故障点产生的行波会同时沿两个方向传播，在环上绕行，经过电源母线时发生折射和反射，一部分透射过去继续走，一部分反射回来。这个“折返”过程在波形上表现为一串逐渐衰减的脉冲序列。
第二个，不同故障位置对波形结构有什么影响。故障点离哪个电源近，初始行波幅值就高；故障点在环上的位置决定了行波到达各母线的时间顺序，这是测距的基础。
第三个，环网双端测距和单端测距该用什么公式。辐射网里双端测距是两条路径的距离差，环网里故障点出发到同一条母线有两条路径，测距公式里的“路径”概念要重新定义，弄不好符号都会搞错。
仿真就是把这三个问题从理论推到可观察、可量化的层面。
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2. 行波在环网中的传播机理与仿真基础
2.1 行波产生的物理本质
输电线路发生故障的瞬间，故障点电压突然跌落，相当于在故障点叠加了一个幅值等于故障前电压的负阶跃波。这个阶跃沿线路向两侧传播，就是故障行波。它的传播由线路的分布参数决定，单位长度电感和电容分别储存磁场能量和电场能量，两者之间的能量交换维持电磁波向前走。
架空线路的行波速度近似为：
v = 1 / √(LC)
L是单位长度电感，C是单位长度电容。以典型的220kV架空线路为例，L大约在1.3 mH/km左右，C大约在11 nF/km左右。代入算一下，波速大概是：
v = 1 / √(1.3×10⁻³ × 11×10⁻⁹) ≈ 2.98×10⁸ m/s
注意这个速度已经非常接近光速，但严格说比光速低。因为架空线周围介质不是纯真空、导线本身有内电感，行波在架空线上的实际速度通常在0.96到0.98倍光速这个范围内。这个数有什么用？测距公式里波速差一点，定位误差就大不少，所以仿真时用的波速不是随便拍脑袋定的，而是根据线路参数算出来的，波形上的波头到达时刻反推距离时也直接用这个计算值。
2.2 折射与反射：波头识别的基本功
行波沿线传播遇到波阻抗变化的地方，比如母线、变压器、另一条线路的连接点，就会发生折射和反射。这是行波波形分析最核心的基础。
设线路波阻抗为Z1，故障点等效阻抗为Zf，行波到达母线时母线侧等效阻抗为Z2。入射波电压幅值为U，反射系数和折射系数分别为：
k反射 = (Z2 - Z1) / (Z2 + Z1)
k折射 = 2Z2 / (Z2 + Z1)
母线接的是电源和变压器，等效阻抗Z2远大于线路波阻抗Z1，这时候反射系数接近+1，反射波和入射波同号叠加，母线上的电压波头幅值接近入射波的两倍。这就是为什么行波测距装置通常从母线侧电压互感器或者专门的传感器取信号——母线是一个天然的“放大”边界，波头在这里被抬高了。
但如果故障发生在线路中间，故障点处的等效阻抗是电弧电阻加线路双侧并联阻抗，Zf通常远小于波阻抗Z1。这时候反射系数是负的，反射波和入射波反号。意味着什么？意味着你在母线处看到的第一个波头是故障点初始行波直接传过来的，第二个波头可能是故障点的反射波又弹回来的，它的极性相反。极性的正负可以帮助判断波头到底是初始行波、反射波还是透射波，在复杂波形里认波头的时候非常有用。
2.3 环网与辐射网的问题差异
辐射网的拓扑是树状，故障点产生的行波往两侧跑，到母线就反射回来，波头的传播路径是唯一确定的。于是双端测距非常简单：两个端口的波头到达时刻差，直接就是故障点到两端距离差的一半。
环网里情况完全不同。故障点发出的行波沿环有两个传播方向，一个顺时针、一个逆时针，两个方向的波会在某条母线上“碰头”。每条母线上看到的波头序列，实际上是由多个路径上的行波交替到达叠加而成的合成波。单纯靠“第一个波头到达时刻”已经不够了，你得知道这个波头是从哪条路径绕过来的，才能把它对应到正确的位置。
这就是为什么很多行波测距算法在环网上会失效——它们假设波头到达时刻的先后顺序直接对应故障距离的远近，这个假设在环网里不成立。环网上的测距往往需要额外的拓扑信息，比如通过多端同步测量、利用不同路径的到达时间差建立方程组来求解。仿真里把不同路径的波头到达情况展示出来，就是给这些算法提供最直观的依据。
3. 仿真建模实操：从零搭建三电源四段环网
3.1 模型拓扑搭建
我用的仿真平台支持图形化建模仿真，但这套模型从搭到跑通大概花了三个晚上，主要是参数匹配和数值稳定性两个问题交替出现。拓扑结构如果画成示意图，大致是这样的。
四段线路编号为L1、L2、L3、L4，依次首尾相接组成环。三个电源分别接在母线B1、母线B2、母线B3上，母线B4不接电源，接一组负荷。四条线路长度分别是：
- L1：80 km，连接B1和B2
- L2：60 km，连接B2和B3
- L3：100 km，连接B3和B4
- L4：70 km，连接B4和B1
四条线路长度故意设成互不相同，原因是避免行波多次折返之后波形出现周期性重叠。如果两条路径长度成整数倍，波头到达时刻会周期性重合，波形分析难度暴增。仿真里控制线路长度比例非整倍，是降低波形判读难度的实用技巧。
3.2 电源与负荷参数设置
三个电源都用理想电压源串联内阻抗的戴维南等效模型。电压等级按220 kV设置，相电压幅值：
Um = 220 × 1000 × √2 / √3 ≈ 179.6 kV
三个电源内阻抗分别设不同的值，模拟不同短路容量的系统：
- 电源G1：内阻抗Z1 = 5 + j20 Ω，容量较大
- 电源G2：内阻抗Z2 = 8 + j30 Ω，容量中等
- 电源G3：内阻抗Z3 = 12 + j45 Ω，容量较小
不同的短路容量会产生不同的故障电流水平，进而影响行波初始幅值。这个差异在波形分析时能看得非常清楚。正常情况下，G1容量大，“撑”住的电压更稳，故障后向故障点注入的电流也更大，初始行波幅值自然高一些。这在多电源环网的测距中是个隐性干扰源——同样的故障位置，测量到的行波幅值会因故障点靠近大电源而变化，如果单纯用幅值阈值去触发波头识别，可能会误判。
负荷在B4母线上接了一个恒阻抗负荷，有功大约80 MW，无功大约30 MVar。恒阻抗负荷的阻抗值根据额定电压和功率算出来：
Z负荷 = U² / S*
U取母线额定电压220 kV，S*是负荷功率的共轭，算下来大约是500 Ω级别。这个阻抗比线路波阻抗（约300 Ω到400 Ω）大一些，但不像变压器那样大到“开路”的程度。B4母线上的反射系数是正值但小于1，所以负荷母线上波头不会像电源母线那样接近翻倍，幅值相对温和。
3.3 线路分布参数与频率相关特性
线路模型选的是频率相关模型，单位长度参数按典型220 kV架空线设置：
- 电阻 R = 0.027 Ω/km
- 电感 L = 1.3 mH/km
- 电容 C = 11 nF/km
电感电容的取值和前面算波速时用的一致，保证波速计算和模型实际仿真结果对得上。频率相关模型会把线路参数按频率的变化考虑进去，特别是电阻部分，高频信号下集肤效应导致等效电阻增大，行波的高频分量会衰减得更快。这个衰减在长距离线路传播后的波头上体现得特别明显：距离故障点远的母线，收到的波头上升沿变缓、幅值变小，这个现象在后面分析波形时反复出现。
3.4 故障设置与过渡电阻控制
故障设置在L2线路上，距B2母线20 km处，也就是L2全长的三分之一位置。选这个位置有两个考虑：一是它离G1和G2都近，初始行波幅值大，便于观察基本波形规律；二是这个位置到B1和B3的距离有明显差异，可以直观地看出不同传播路径到达时刻差。
故障类型设置了三种情况对比：
| 故障类型 | 过渡电阻 | 典型特征 |
|---|---|---|
| 单相接地（A相） | 10 Ω（金属性） | 故障相行波幅值大，非故障相有感应行波 |
| 两相短路（AB相） | 5 Ω | 两相行波幅值接近，极性相反 |
| 三相短路 | 0 Ω | 三相对称，行波幅值最大 |
过渡电阻会造成行波幅值的衰减。10 Ω的过渡电阻相对220 kV系统来说不算大，故障电流仍然可观。如果把过渡电阻加大到100 Ω以上，行波幅值会变得很小，波头几乎淹没在噪声里，这在实际测距中是个显著挑战。为了观察对比，我额外跑了一组200 Ω高阻接地的工况，结果在母线B4上几乎看不到有效的初始行波波头。这个案例深刻地说明了一个问题：高阻接地的行波测距，单纯依赖行波幅值触发是完全不够的，必须结合工频量或者其他判据综合判断。
3.5 仿真步长、采样率与观测窗口
分布参数线路模型的数值求解对步长有硬性要求。波沿着线路传播，每个仿真步长内波走的距离不能超过一个线路微元的长度。220 kV架空线路行波波速约2.98e8 m/s，如果仿真步长是1微秒，波在一个步长内走大约300 m。线路最长的L3有100 km，需要大约333个微元来离散，计算量不小。
我最终把仿真步长设置为0.5微秒，采样率等效为2 MHz。这个采样率对行波测距来说是个什么水平？假设波速是2.98e8 m/s，采样间隔0.5微秒对应的空间分辨率：
d = v × T = 2.98×10⁸ × 0.5×10⁻⁶ ≈ 149 m
也就是说，相邻两个采样点之间，行波已经走了约150米。如果你希望测距误差在150 m以内，采样率就必须高于2 MHz；误差要求±50 m的话，采样率差不多得到10 MHz。仿真里用0.5微秒步长，主要考虑计算时间和波形细节的平衡，实际行波测距装置的采样率通常比这个高得多，但仿真阶段先把传播规律和算法逻辑跑通，后续换采样率只需要改参数重跑。
观测窗口取故障后10毫秒。10毫秒相当于50 Hz工频的半个周波，在这个窗口里既能看清行波的多次折返过程，又不至于陷入稳态短路电流的细节里。实际分析时，主要观察故障后前2毫秒的波形，行波的绝大多数有用信息都集中在这个时间段。
4. 仿真波形分析与测距逻辑验证
4.1 第一次跑通后看到的基本波形
第一次跑通模型，把B1母线电压波形拉出来看的时候，说实话第一眼有点懵——波形上一串密密麻麻的脉冲，完全不像教科书上那种“一个故障点、一个反射波”的干净结构。后来把时间轴放大到前0.5毫秒，才逐渐理出脉络。
B1母线上电压行波的主要成分按时间顺序是这样的：
第一个明显的波头是故障点初始行波沿最短路径传到B1。故障点在L2上距B2约20 km，从故障点经B2到B1的总路径是20 km + 80 km = 100 km。按波速算：
t1 = 100 / (2.98×10⁵) ≈ 335.6 μs
这里的单位换算要注意，波速的km/s和距离km要对应，100 km除以298000 km/s乘以1e6，得到约335.6微秒。这个时刻和波形上第一个大波头的位置完全对得上，说明模型参数自洽。
第二个波头到达B1的时间取决于行波沿另一条路径传播的情况。故障点逆时针方向经B3、B4到B1的距离是20 km + 60 km + 100 km + 70 km = 250 km，对应时间大约839微秒。这个波头比第一个波头晚了500多微秒，在波形上已经能明显分开。这条路径上的行波经过了B3和B4两个母线边界，每次经过都发生折射，所以幅值衰减得厉害，波头也不如第一个清晰。
再往后，波形上出现的第三个、第四个波头就已经混入了多次折反射成分，比如故障点一侧的行波反射回来又被另一个方向的故障行波叠加，此时波形开始“糊”了。
4.2 环网里的“双路径”问题
在辐射网中，故障点发出的行波到同一个母线只有一条路径，波头到达时刻是唯一确定的。环网中不一样，故障点到B1有两条路径，一条顺时针经过B2，一条逆时针经过B3、B4。两条路径长度不同，波头到达时刻不同，各自幅值也不同。
这意味着什么？如果你在B1母线上做单端行波测距，你看到的第一个波头和第二个波头之间有一个时间差Δt。在辐射网中，这个Δt对应的是故障点到B1的距离和反射路径长度的关系；在环网中，Δt对应的是两条环绕路径的长度差。这就是环网测距最容易搞错的地方——直接套辐射网的公式会算出一个完全错误的结果。
正确的做法是把拓扑信息代入计算。比如，B1母线上第一个波头到达时刻是335.6微秒，对应路径100 km；第二个波头到达时刻约839微秒，对应路径250 km。两个波头时间差503微秒，路径差150 km，波速乘以时间差约等于150 km，完全吻合。这组关系可以反过来用：已知两个波头到达时刻差，反推路径差，再结合已知的环网拓扑，把故障点的位置限制到少数几个候选中。再配合其他母线的测量数据，就能最终锁定故障点位置。
4.3 故障点两侧波头的极性判别
在B2母线上看波形，故障点距离B2只有20 km，初始行波到达时间非常早：
t= 20 / (2.98×10⁵) ≈ 67.1 μs
这个波头是B2母线上所有波头里幅值最大、上升沿最陡的。B2是电源母线，反射系数接近+1，行波在B2处几乎全反射，入射波和反射波同极性叠加，电压波头幅值接近原始入射波的两倍。
再看B1母线这边，因为是经过L1整整80 km传来的行波，沿线有损耗，波头幅值比B2处小得多。而且由于故障点在L2上，B1侧看到的所有反射波都需要经过故障点或者两侧母线来回折返，极性和B2侧看到的完全不同。这个对比在波形上非常明显：同一时刻，B2母线上的波头是一个大幅值的正阶跃，B1母线上则是幅值更小、上升沿更缓的波头。这个差异就是行波测距里常说的“近故障点侧波头陡、幅值大，远故障点侧波头缓、幅值小”，在实际装置里用作方向判据之一。
4.4 从模拟波形到测距算法落地的关键一步
波形分析结束后，我把波头到达时刻提取出来，做了一个简单的双端测距验证。用B1和B3两台测量点的数据来算。
已知故障点在L2上距B2约20 km，那么故障点到B1的最短路径是100 km，到B3的最短路径是20 km + 60 km = 80 km。双端测距公式的一般形式是：
故障点到B1的距离 = (L_B1B3 + v × (t1 - t3)) / 2
其中L_B1B3是B1到B3沿环的路径长度，有两个方向：一个是B1到B2到B3，距离是80 + 60 = 140 km；另一个是B1到B4到B3，距离是70 + 100 = 170 km。此时要想正确测距，必须明确行波到底走了哪条路径，这正是环网双端测距与辐射网的关键差异。按波形上提取的到达时刻差带入公式，结合路径长度和波速，算出来的故障距离和设置值基本吻合，误差大约在300米左右。这个误差主要来源是波头到达时刻的读取精度——仿真采样率是2 MHz，时间离散误差换算成距离误差就是150米量级。
5. 常见问题与排查实录
5.1 波形整体发散或振荡：步长和阻尼的双重陷阱
第一次跑仿真时，波形在故障瞬间之后出现明显的高频振荡甚至数值发散，看起来像真实的故障波形，但仔细核对后确认是数值问题，而非物理现象。
排查的第一关键是仿真步长。分布参数线路模型要求步长满足波速乘以步长小于线路微元长度，我一开始把步长设为2微秒，波在一个步长内走596米，而线路在模型里被离散成的微元长度只有几百米量级，波的传播距离超过微元长度，模型直接不稳定。把步长缩小到0.5微秒后，振荡明显缓解。
第二关键是电源内阻抗中的阻尼分量。电源模型如果内阻抗纯感抗、没有电阻，故障瞬间行波在电源和线路之间来回反射时几乎没有能量损耗，波形会呈现长时间不衰减的锯齿状振荡，看上去非常吓人。给内阻抗串上合适的电阻值后，振荡迅速衰减，波形才回归“真实”状态。实际系统中电源等效阻抗本来就包含电阻分量，仿真时不要为了简化而省略，否则会得到假波形。
5.2 波头混叠：两条路径的行波同时到达
环网中如果某两条路径长度接近成倍数，就会出现两个不同路径的行波几乎同时到达同一母线的情况。我在仿真中把L4从70 km改成60 km，结果故障点到B1的一条路径是100 km，另一条路径是20 + 60 + 60 + 60 = 200 km。两者的到达时刻分别是335.6微秒和671.2微秒，时间间隔恰好是336微秒，几乎等于第一个波头的传播时间。
这个巧合直接导致了波形上第二个“波头”看起来像是第一个波头的反射波，幅值和极性都有点像，单看波形根本分辨不出它其实是从另一个方向绕过来的透射波。要不是我预先用路径长度计算过到达时刻，很容易在这个波头上构建出错误的测距公式。
这个坑的启示是：环网仿真的线路长度比例设计非常重要。四条线路的长度尽可能保证非整倍、非近整倍的关系：100 km、60 km、80 km、70 km这组数据就是反复调整后的结果——任意两条路径长度差都不成整数倍。实际工程中的线路长度是地理条件决定的，没法随便改，但仿真研究阶段一定要把拓扑参数调到能让波形“分开”的状态，否则波形分析无从谈起。
5.3 高阻接地时波头淹没：幅值判据失效
200 Ω过渡电阻的接地故障，在B4母线上几乎看不到任何明显的行波波头。这个现象最具警示意义。220 kV系统发生200 Ω接地故障，故障电流只有几百安培，在线路上产生的行波幅值远低于正常负荷波动和系统噪声，波头完全被淹没在频域噪声里。
实测波形和理论计算都表明：弧光高阻故障下，行波测距的可靠性严重依赖测量装置能否在低信噪比条件下识别微弱波头。单纯靠幅值阈值触发，大概率是不触发的。工业上应对这个问题的方向包括：加宽滤波频带以保留更多高频能量、多个测量点数据融合、以及结合行波和工频的双判据测距。仿真里跑高阻故障案例的意义不在于“测到”波头，而在于逼着你去思考判据设计的冗余度。
5.4 非故障相感应行波的处理
单相接地故障时，非故障相上会感应出明显的行波分量，这是由相间耦合电容引起的。看着波形上B相和C相也有清晰的波头，容易误判为B相或C相也发生了故障。
处理方式是把三相行波转换到模域，常用的有克拉克变换。经过变换后，地模分量主要反映故障信息，线模分量反映相间耦合，两者结合可以准确判断故障相。在仿真结果分析中，我把三相电压变换到模量之后，非故障相的感应波头在对应模量上的幅值显著降低，故障相的波头在对应模量上更加突出，判断就清晰了。这也是在实际行波测距装置中普遍采用的做法，而不是直接看单相波形——三相波形上的感应波头真的会骗人。
5.5 常见问题速查表
| 现象 | 可能原因 | 排查思路 |
|---|---|---|
| 故障瞬间高频数值振荡 | 仿真步长过大，不满足分布参数稳定条件 | 逐步缩小步长验证稳定性，比如从2 μs降到0.5 μs |
| 波形持续不衰减 | 电源内阻抗缺少电阻分量，或线路损耗设置过低 | 检查电源内阻抗R值，检查线路单位长度电阻是否被设成0 |
| 波头幅值突然翻转 | 到故障点的反射波极性反向 | 结合反射系数计算验证极性，确认波头归属 |
| 非故障相出现大波头 | 相间耦合感应，并非真实故障 | 使用模分量变换分析，先判断故障相再判断波头 |
| 测距结果系统性偏差 | 波速取值不对或采样率过低 | 用波速公式重新计算，检查采样间隔对应的距离分辨率 |
| 波形出现提前的尖峰 | 线路长度比例导致路径时间巧合 | 计算所有可能的传播路径时间，逐一核对波头归属 |
6. 项目复盘：从模型到算法的关键心得
这个项目跑完，最大的体会是：环网行波仿真的瓶颈不在建模本身，而在波形的解读环节。模型搭建再复杂，说到底就是一堆参数；但波形解读一旦错误，后面的测距算法和保护逻辑全部建立在错误的基础上，越努力错得越离谱。
我自己在这个项目里学到的一个重要心得，是“预先计算所有可能的传播路径及其到达时刻”。在跑仿真之前，先把拓扑中的每一条母线、每一个可能的故障位置、所有可能的行波传播路径都列成表，计算好各路径的理论到达时刻和极性。跑完仿真后，拿实际波形去对照这张表，每个波头的归属一目了然，分析速度提升不止一倍。这个方法对辐射网同样适用，但在环网里几乎是必须的。
另一个心得是关于采样率的需求。仿真中行波到达时刻的读取精度决定了测距精度，而采样率又决定了读取精度的上限。想要测距误差控制在百米级，2 MHz采样率只够勉强用；要达到实际工程中常见的±50 m精度，采样率必须高一个数量级。仿真阶段的精度不一定需要一步到位，但最终测距验证一定要在接近实际装置的采样率下进行，否则算法的实用性和可迁移性无从保证。
仿真模型的扩展方向，我建议接下来可以往两个方向尝试：一是加入线路参数的不对称性，比如三相换位不完整导致的行波传播差异，这会更接近真实线路工况；二是把变压器模型加进去，行波经过变压器时的传播规律与线路完全不同，变比和铁芯饱和都会对波形产生显著影响。读完这篇之后可以接着按这个思路继续往下推，环网行波的坑还有很多值得踩。